嵌入式~PCB专辑66_交流电机绕组切换pcb

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一、一些常用的PCB术语

    本文将会详细解释PCB的构成，以及在PCB的领域里面常用的一些术语，简要的组装方法，以及简介PCB的设计过程。

1 PCB的诞生

    在PCB出现之前，电路是通过点到点的接线组成的，这种方法的可靠性很低，因为随着电路的老化，线路的破裂会导致线路节点的断路或者短路。

    绕线技术是电路技术的一个重大进步，这种方法通过将小口径线材绕在连接点的柱子上，提升了线路的耐久性以及可更换性。

    当电子行业从真空管、继电器发展到硅半导体以及集成电路的时候，电子元器件的尺寸和价格也在下降。

    电子产品越来越频繁的出现在了消费领域，促使厂商去寻找更小以及性价比更高的方案，于是，PCB诞生了。

2 PCB的组成

    PCB看上去像多层蛋糕或者千层面--制作中将不同的材料的层，通过热量和粘合剂压制到一起。

3 PCB的基材

    PCB的基材一般都是玻璃纤维，大多数情况下，PCB的玻璃纤维基材一般就指FR4这种材料，FR4这种固体材料给予了PCB硬度和厚度。

    除了FR4这种基材外，还有柔性高温塑料(聚酰亚胺或类似)上生产的柔性电路板等等。

    廉价的PCB和洞洞板(见上图)是由环氧树脂或酚这样的材料制成，缺乏 FR4那种耐用性，但是却便宜很多，当在这种板子上焊接东西时，将会闻到很大的异味。

    这种类型的基材，常常被用在很低端的消费品里面，酚类物质具有较低的热分解温度，焊接时间过长会导致其分解碳化，并且散发出难闻的味道。

4 铜箔

接下来介绍是很薄的铜箔层，生产中通过热量以及黏合剂将其压制到基材上面，在双面板上，铜箔会压制到基材的正反两面。

    在一些低成本的场合，可能只会在基材的一面压制铜箔，当我们提及到”双面板“或者”两层板“的时候，指的是我们的千层面上有两层铜箔。

    当然，不同的PCB设计中，铜箔层的数量可能是1层这么少，或者比16层还多。

铜层的厚度种类比较多，而且是用重量做单位的，一般采用铜均匀的覆盖一平方英尺的重量(盎司oz)来表示。

    大部分PCB的铜厚是1oz，但是有一些大功率的PCB可能会用到2oz或者3oz的铜厚，将盎司(oz)每平方英尺换算一下，大概是 35um或者1.4mil的铜厚。

5 阻焊

    在铜层上面的是阻焊层，这一层让PCB看起来是绿色的或者是SparkFun的红色。

阻焊层覆盖住铜层上面的走线，防止PCB上的走线和其他的金属、焊锡或者其它的导电物体接触导致短路。

    阻焊层的存在，使大家可以在正确的地方进行焊接 ，并且防止了焊锡搭桥。

    如上图所示，我们可以看到阻焊覆盖了PCB的大部分，包括走线，但是露出了银色的孔环以及SMD焊盘以方便焊接，一般来说，阻焊都是绿色的，但几乎所有的颜色可以用来做阻焊。

6 丝印

    在阻焊层上面，是白色的丝印层，在PCB的丝印层上印有字母、数字以及符号，这样可以方便组装以及指导大家更好地理解板卡的设计。

    我们经常会用丝印层的符号标示某些管脚或者LED的功能等，丝印层是最最常见的颜色是白色，同样，丝印层几乎可以做成任何颜色。

    黑色，灰色，红色甚至是黄色的丝印层并不少见，然而，很少见到单个板卡上有多种丝印层颜色。

7 术语

    现在你知道了PCB的结构组成，下面我们来看一下PCB相关的术语吧。

    孔环：PCB上的金属化孔上的铜环。

    DRC：设计规则检查，一个检查设计是否包含错误的程序，比如走线短路，走线太细，或者钻孔太小。

    钻孔命中：用来表示，设计中要求的钻孔位置和实际的钻孔位置的偏差，钝钻头导致的不正确的钻孔中心是PCB制造里的普遍问题。

 如上图所示，就是不是太准确的drill hit示意图。

    金手指：在板卡边上裸露的金属焊盘，一般用做连接两个电路板，比如计算机的扩展模块的边缘、内存条以及老的游戏卡。

    邮票孔：除了V-Cut外，另一种可选择的分板设计方法，用一些连续的孔形成一个薄弱的连接点，就可以容易将板卡从拼版上分割出来。

焊盘：在PCB表面裸露的一部分金属，用来焊接器件。

  拼板：一个由很多可分割的小电路板组成的大电路板，自动化的电路板生产设备在生产小板卡的时候经常会出问题，将几个小板卡组合到一起，可以加快生产速度。

    钢网：一个薄金属模板也可以是塑料，在组装的时候，将其放在PCB上让焊锡透过某些特定部位。

    Pick-and-place：将元器件放到线路板上的机器或者流程。

    平面：线路板上一段连续的铜皮，一般是由边界来定义而不是路径，也称作覆铜。

    金属化过孔：PCB上的一个孔，包含孔环以及电镀的孔壁，金属化过孔可能是一个插件的连接点，信号的换层处，或者是一个安装孔。

    FABFM PCB上的一个插件电阻，电阻的两个腿已经穿过了PCB的过孔，电镀的孔壁可以使PCB正反两面的走线连接到一起。

    Pogo pin：指的是一个弹簧支撑的临时接触点，一般用作测试或烧录程序。

  回流焊：将焊锡融化，使焊盘(SMD)和器件管脚连接到一起。

    开槽：指的是PCB上，任何不是圆形的洞，开槽可以电镀也可以不电镀，由于开槽需要额外的切割时间，有时会增加板卡的成本。

   注意: 由于开槽的刀具是圆形的，开槽的边缘不能完全做成直角。

    锡膏层：在往PCB上放置元器件之前，会通过钢网在表贴器件的焊盘上形成的一定厚度的锡膏层。

    在回流焊过程中，锡膏融化，在焊盘和器件管脚间建立可靠的电气和机械连接。

    在放置元器件之前，PCB上短暂的锡膏层，记得去了解一下钢网的定义。

    焊锡炉：焊接插件的炉子，一般里面有少量的熔融的焊锡，板卡在上面迅速的通过，就可以将暴露的管脚上锡焊接好。

    阻焊：为了防止短路、腐蚀以及其它问题，铜上面会覆盖一层保护膜。

    连锡：器件上的两个相连的管脚，被一小滴焊锡错误的连接到了一起。

    表面贴装：一种组装的方法，器件只需要简单的放在板卡上，不需要将器件管脚穿过板卡上的过孔。

    热焊盘：指的是连接焊盘到平面间的一段短走线，如果焊盘没有做恰当的散热设计，焊接时很难将焊盘加热到足够的焊接温度，不恰当的散热焊盘设计，会感觉焊盘比较黏，并且回流焊的时间相对比较长。

    在左边，焊盘通过两个短走线(热焊盘)连接到地平面，在右边，过孔直接连接到地平面，没有采用热焊盘。

    走线：在电路板上，一般连续的铜的路径。

    一段连接复位点和板卡上其它地方的细走线，一个相对粗一点的走线连接了5V电源点。

    V-score：将板卡进行一条不完全的切割，可以将板卡通过这条直线折断。

    过孔：在板卡上的一个洞，一般用来将信号从一层切换到另外一层。

    塞孔指的是在过孔上覆盖阻焊，以防被焊接，连接器或者器件管脚过孔，因为需要焊接，一般不会进行塞孔。

    同一个PCB上塞孔的正反两面，这个过孔将正面的信号，通过在板卡上的钻孔，传输到了背面。

    波峰焊：一个焊接插件器件的方法，将板卡匀速的通过一个产生稳定波峰的熔融焊锡炉，焊锡的波峰会将器件管脚和暴露的焊盘焊接到一起。

二、最容易引发电路故障的元器件

电容故障 

电容损坏引发的故障在电子设备中是最高的，其中尤其以电解电容的损坏最为常见。电容损坏表现为：容量变小、完全失去容量、漏电、短路。

电容在电路中所起的作用不同，引起的故障也各有特点：在工控电路板中，数字电路占绝大多数，电容多用做电源滤波，用做信号耦合和振荡电路的电容较少。用在开关电源中的电解电容如果损坏，则开关电源可能不起振，没有电压输出；

或者输出电压滤波不好，电路因电压不稳而发生逻辑混乱，表现为机器工作时好时坏或开不了机，如果电容并在数字电路的电源正负极之间，故障表现同上。

这在电脑主板上表现尤其明显，很多电脑用了几年就出现有时开不了机，有时又可以开机的现象，打开机箱，往往可以看见有电解电容鼓包的现象，如果将电容拆下来量一下容量，发现比实际值要低很多。

电容的寿命与环境温度直接有关，环境温度越高，电容寿命越短。这个规律不但适用电解电容，也适用其它电容。所以在寻找故障电容时应重点检查和热源靠得比较近的电容，如散热片旁及大功率元器件旁的电容，离其越近，损坏的可能性就越大。所以在检修查找时应有所侧重。

有些电容漏电比较严重，用手指触摸时甚至会烫手，这种电容必须更换。在检修时好时坏的故障时，排除了接触不良的可能性以外，一般大部分就是电容损坏引起的故障了。所以在碰到此类故障时，可以将电容重点检查一下，换掉电容后往往令人惊喜

 电阻故障 

常看见许多初学者在检修电路时在电阻上折腾，又是拆又是焊的，其实修得多了，你只要了解了电阻的损坏特点，就不必大费周章。

电阻是电器设备中数量最多的元件，但不是损坏率最高的元件。电阻损坏以开路最常见，阻值变大较少见，阻值变小十分少见。常见的有碳膜电阻、金属膜电阻、线绕电阻和保险电阻几种。

前两种电阻应用最广，其损坏的特点一是低阻值 (100Ω以下) 和高阻值 (100kΩ以上) 的损坏率较高，中间阻值 (如几百欧到几十千欧) 的极少损坏；二是低阻值电阻损坏时往往是烧焦发黑，很容易发现，而高阻值电阻损坏时很少有痕迹。

线绕电阻一般用作大电流限流，阻值不大；圆柱形线绕电阻烧坏时有的会发黑或表面爆皮、裂纹，有的没有痕迹；水泥电阻是线绕电阻的一种，烧坏时可能会断裂，否则也没有可见痕迹；保险电阻烧坏时有的表面会炸掉一块皮，有的也没有什么痕迹，但绝不会烧焦发黑。根据以上特点，在检查电阻时可有所侧重，快速找出损坏的电阻。

根据以上列出的特点，我们先可以观察一下电路板上低阻值电阻有没有烧黑的痕迹，再根据电阻损坏时绝大多数开路或阻值变大以及高阻值电阻容易损坏的特点，我们就可以用万用表在电路板上先直接量高阻值的电阻两端的阻值。

如果量得阻值比标称阻值大，则这个电阻肯定损坏 (要注意等阻值显示稳定后才下结论，因为电路中有可能并联电容元件，有一个充放电过程) ，如果量得阻值比标称阻值小，则一般不用理会它。这样在电路板上每一个电阻都量一遍，即使“错杀”一千，也不会放过一个了

 运算放大器故障 

运算放大器好坏的判别对相当多的电子维修者有一定的难度，不只文化程度的关系，在此与大家共同探讨一下，希望对大家有所帮助。

理想运算放大器具有“虚短”和“虚断”的特性，这两个特性对分析线性运用的运放电路十分有用。为了保证线性运用，运放必须在闭环(负反馈)下工作。如果没有负反馈，开环放大下的运放成为一个比较器。如果要判断器件的好坏，先应分清楚器件在电路中是做放大器用还是做比较器用。

根据放大器虚短的原理，就是说如果这个运算放大器工作正常的话，其同向输入端和反向输入端电压必然相等，即使有差别也是mv级的，当然在某些高输入阻抗电路中，万用表的内阻会对电压测试有点影响，但一般也不会超过0.2V，如果有0.5V以上的差别，则放大器必坏无疑。

如果器件是做比较器用，则允许同向输入端和反向输入端不等。同向电压>反向电压，则输出电压接近正的最大值；同向电压<反向电压，则输出电压接近0V或负的最大值(视乎双电源或单电源)。如果检测到电压不符合这个规则，则器件必坏无疑！这样你不必使用代换法，不必拆下电路板上的芯片就可以判断运算放大器的好坏了。

 SMT元件故障 

有些贴片元件非常细小，用普通万用表表笔测试检修时很不方便，一是容易造成短路，二是对涂有绝缘涂层的电路板不便接触到元件管脚的金属部分。这里告诉大家一个简便方法，会给检测带来不少方便。

取两枚最小号的缝衣针，将之与万用表笔靠紧，然后取一根多股电缆里的细铜线，用细铜线将表笔和缝衣针绑在一起，再用焊锡焊牢。这样用带有细小针尖的表笔去测那些SMT元件的时候就再无短路之虞，而且针尖可以刺破绝缘涂层，直捣关键部位，再也不必费神去刮那些膜膜了

 公共电源短路故障 
电路板维修中，如果碰到公共电源短路的故障往往头大，因为很多器件都共用同一电源，每一个用此电源的器件都有短路的嫌疑。

如果板上元件不多，采用“锄大地”的方式终归可以找到短路点；如果元件太多，“锄大地”能不能锄到状况就要靠运气了。在此推荐一比较管用的方法，采用此法，事半功倍，往往能很快找到故障点。

要有一个电压电流皆可调的电源，电压0-30V，电流0-3A，这种电源不贵，大概300元左右。将开路电压调到器件电源电压水平，先将电流调至最小，将此电压加在电路的电源电压点如74系列芯片的5V和0V端，视乎短路程度，慢慢将电流增大。

用手摸器件，当摸到某个器件发热明显，这个往往就是损坏的元件，可将之取下进一步测量确认。当然操作时电压一定不能超过器件的工作电压，并且不能接反，否则会烧坏其它好的器件

 板卡故障 

工业控制用到的板卡越来越多，很多板卡采用金手指插入插槽的方式。由于工业现场环境恶劣，多尘、潮湿、多腐蚀气体的环境易使板卡产生接触不良故障，很多朋友可能通过更换板卡的方式解决了问题，但购买板卡的费用非常可观，尤其某些进口设备的板卡。

其实大家不妨使用橡皮擦在金手指上反复擦几下，将金手指上的污物清理干净后，再试机，没准就解决了问题，方法简单又实用

 电气故障 
各种时好时坏电气故障从概率大小来讲大概包括以下几种情况：

• 接触不良：板卡与插槽接触不良、缆线内部折断时通时不通、线插头及接线端子接触不好、元器件虚焊等皆属此类；

• 信号受干扰：对数字电路而言，在特定的情况条件下故障才会呈现，有可能确实是干扰太大影响了控制系统使其出错，也有电路板个别元件参数或整体表现参数出现了变化，使抗干扰能力趋向临界点从而出现故障；

• 元器件热稳定性不好：从大量的维修实践来看，其中首推电解电容的热稳定性不好，其次是其它电容、三极管、二极管、IC、电阻等；

• 电路板上有湿气、尘土等：湿气和积尘会导电具有电阻效应，而且在热胀冷缩的过程中阻值还会变化，这个电阻值会同其它元件有并联效果，这个效果比较强时就会改变电路参数使故障发生；

• 软件也是考虑因素之一：电路中许多参数使用软件来调整，某些参数的裕量调得太低处于临界范围，当机器运行工况符合软件判定故障的理由时，那么报警就会出现。

三、电容在电路中的27种应用场景

1. 滤波电容:它接在直流电压的正负极之间,以滤除直流电源中不需要的交流成分,使直流电平滑,通常采用大容量的电解电容,也可以在电路中同时并接其它类型的小容量电容以滤除高频交流电。

2. 退耦电容:并接于放大电路的电源正负极之间,防止由电源内阻形成的正反馈而引起的寄生振荡。

3. 旁路电容:在交直流信号的电路中,将电容并接在电阻两端或由电路的某点跨接到公共电位上,为交流信号或脉冲信号设置一条通路,避免交流信号成分因通过电阻产生压降衰减。

4. 耦合电容:在交流信号处理电路中,用于连接信号源和信号处理电路或者作为两放大器的级间连接,用于隔断直流,让交流信号或脉冲信号通过,使前后级放大电路的直流工作点互不影响。

5. 调谐电容:连接在谐振电路的振荡线圈两端,起到选择振荡频率的作用。

6. 衬垫电容:与谐振电路主电容串联的辅助性电容,调整它可使振荡信号频率范围变小,并能显著地提高低频端的振荡频率。

7. 补偿电容:与谐振电路主电容并联的辅助性电容,调整该电容能使振荡信号频率范围扩大。

8. 中和电容:并接在三极管放大器的基极与发射极之间,构成负反馈网络,以抑制三极管极间电容造成的自激振荡。

9. 稳频电容:在振荡电路中,起稳定振荡频率的作用。

10. 定时电容:在RC时间常数电路中与电阻R串联,共同决定充放电时间长短的电容。

11. 加速电容:接在振荡器反馈电路中,使正反馈过程加速,提高振荡信号的幅度。

12. 缩短电容:在UHF高频头电路中,为了缩短振荡电感器长度而串联的电容。

13. 克拉波电容:在电容三点式振荡电路中,与电感振荡线圈串联的电容,起到消除晶体管结电容对频率稳定性影响的作用。

14. 锡拉电容:在电容三点式振荡电路中,与电感振荡线圈两端并联的电容,起到消除晶体管结电容的影响,使振荡器在高频端容易起振。

15.稳幅电容:在鉴频器中,用于稳定输出信号的幅度。

16. 预加重电容:为了避免音频调制信号在处理过程中造成对分频量衰减和丢失,而设置的RC高频分量提升网络电容。

17. 去加重电容:为了恢复原伴音信号,要求对音频信号中经预加重所提升的高频分量和噪声一起衰减掉,设置RC在网络中的电容。

18. 移相电容:用于改变交流信号相位的电容。

19. 反馈电容:跨接于放大器的输入与输出端之间,使输出信号回输到输入端的电容。

20. 降压限流电容:串联在交流回路中,利用电容对交流电的容抗特性,对交流电进行限流,从而构成分压电路。

21. 逆程电容:用于行扫描输出电路,并接在行输出管的集电极与发射极之间,以产生高压行扫描锯齿波逆程脉冲,其耐压一般在1500伏以上。

22. S校正电容:串接在偏转线圈回路中,用于校正显象管边缘的延伸线性失真。

23. 自举升压电容:利用电容器的充、放电储能特性提升电路某点的电位,使该点电位达到供电端电压值的2倍。

24. 消亮点电容:设置在视放电路中,用于关机时消除显象管上残余亮点的电容。

25. 软启动电容:一般接在开关电源的开关管基极上,防止在开启电源时,过大的浪涌电流或过高的峰值电压加到开关管基极上,导致开关管损坏。

26. 启动电容:串接在单相电动机的副绕组上,为电动机提供启动移相交流电压,在电动机正常运转后与副绕组断开。洗衣机电机部分电路如下图。

27. 运转电容:与单相电动机的副绕组串联,为电动机副绕组提供移相交流电流。在电动机正常运行时,与副绕组保持串接。单相电机大电容起动、小电容运行，如下图所示。

四、透彻分析电容去耦原理

采用电容去耦是解决电源噪声问题的主要方法。这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。

对于电容去耦，很多资料中都有涉及，但是阐述的角度不同。有些是从局部电荷存储（即储能）的角度来说明，有些是从电源分配系统的阻抗的角度来说明，还有些资料的说明更为混乱，一会提储能，一会提阻抗，因此很多人在看资料的时候感到有些迷惑。其实，这两种提法，本质上是相同的，只不过看待问题的视角不同而已。

1.   从储能的角度来说明电容退耦原理。

在制作电路板时，通常会在负载芯片周围放置很多电容，这些电容就起到电源退耦作用。其原理可用图1说明。

只要电容量C足够大，只需很小的电压变化，电容就可以提供足够大的电流，满足负载瞬态电流的要求。这样就保证了负载芯片电压的变化在容许的范围内。这里，相当于电容预先存储了一部分电能，在负载需要的时候释放出来，即电容是储能元件。储能电容的存在使负载消耗的能量得到快速补充，因此保证了负载两端电压不至于有太大变化，此时电容担负的是局部电源的角色。

从储能角度理解电容容易造成一种错觉，认为电容越大越好。而且容易误导大家认为储能作用发生在低频段，不容易向高频扩展。实际上，从储能角度理解，可以解释任何电容的功能。下面举例。

图2 电容储能作用向高频扩展

如上图所示，假设在低频段，比如几十khz，由于低频信号在电感上产生的感抗可以忽略，所以在低频段电容的ESL可以近似等于0。当负载瞬间（几十khz）需要大电流的时候，电容可以通过ESR向负载供电，供电的实时性很高，eSR只是消耗了一部分电量，但不影响供电的实时性。由于频率比较低，所以放电时间也比较长（频率的倒数），所以需要电容的容量较大一些，可以长时间放电。所以低频段储能好理解。

同样大的电容，假设负载突变的频率较高（几十Mhz或者更高），那么当负载顺么变化的时候（几十Mhz或者更高），ESL上形成的感抗不容忽视，这个感抗会产生一个反向电动势去阻止电容向负载供电，所以负载上实际获得的电流的瞬态性能比较差，即，电容的电流无法供应瞬间的电流突变，尽管电容容量很大，但由于ESL较大，此时的大容量储能发挥不了作用。实际上，频率较高，电容给负载供电的时间缩短（频率的倒数），也不需要电容有那么大的储能。对于高频，关键的因素是ESL，要降低电容的ESL，选择小封装的小电容，ESL显著降低，这就是为什么我们高频选择小电容的原因，另外走线长度引入的电感也会折算到ESL参数里，所以小电容一定要靠近pin。

从储能的这个角度理解甚至可以扩展到pF级电容。理论上假设不存在ESR，ESL以及传输阻抗为0，则一颗大电容完全胜任所有频率。但这种假设并不存在。所以电路中需要大小电容合理搭配去应对不同频率下的负载的能力供给。而且电容越靠近负载，传输线的等效电感，电阻的影响就越小。

图3 手机Vbat电源电容分配图

举例，在手机设计中，给vbat供电支路的几个分支上都挂47uf电容，如上图所示，连接器附近，PMU附近，PA附近都挂47uf电容，认为只有PA旁边的47uf对PA有效果，连接器旁边的，PMU旁边的对PA没有效果，实际不是这样的，当PA需要瞬间电流的时候，三颗钽电容都会向PA供电，供电过程完全取决于瞬间压差，哪颗电容与PA的瞬间压差最大，哪颗供电越积极。远离PA的电容需要考虑传输线的阻抗和感抗。对于低频，这点寄生感抗可以忽略。对于217HZ来说，PA所需的电流三颗电容加起来都远远不够用，故在GSM大功率的时候，PA从三颗电容上均取电流。

对于低频，寄生电感的作用可以忽略，这些大电容距离芯片的远近只要体现在走线电阻上，一般电源线走线电阻压降在100毫欧以内，对电容充放电影响非常小，故可以认为大电容在主板上可以不必追求距离芯片非常近。

从储能的角度来理解电源退耦，非常直观易懂，但是对电路设计帮助不大。因为不好从量化角度去考量，适合定性分析。从阻抗的角度理解电容退耦，能让我们设计电路时有章可循。实际上，在决定电源分配系统的去耦电容量的时候，用的就是阻抗的概念。

2.   从阻抗的角度来理解退耦原理。

将图1中的负载芯片拿掉，如图2所示。从AB两点向左看过去，稳压电源以及电容退耦系统一起，可以看成一个复合的电源系统。这个电源系统的特点是：不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都能保证AB两点间的电压保持稳定，即AB两点间电压变化很小。

图4 电源部分

我们可以用一个等效电源模型表示上面这个复合的电源系统，如图3，恒压源与内阻的串联模型。

对于这个电路可写出如下等式：

假设供电源是一个理想的电压源，即Z=0，且假设传输途径的阻抗也为0，那么负载不论怎么变化，变化速度有多快，电压源都能够反应过来，并且确保A，B两点电压始终恒定。但实际上电源内阻并不为零，而且传输线也不是理想的，而且这些影响因素是个复数，与频率相关，所以就出现了电源的PDN阻抗。

我们的最终设计目标是，不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都要保持AB两点间电压变化范围很小，根据公式2，这个要求等效于电源系统的阻抗Z要足够低。在图4中，我们是通过去耦电容来达到这一要求的，因此从等效的角度出发，可以说去耦电容降低了电源系统的阻抗。另一方面，从电路原理的角度来说，可得到同样结论。电容对于交流信号呈现低阻抗特性，因此加入电容，实际上也确实降低了电源系统的交流阻抗。

从阻抗的角度理解电容退耦，可以给我们设计电源分配系统带来极大的方便。实际上，电源分配系统设计的最根本的原则就是使阻抗最小。最有效的设计方法就是在这个原则指导下产生的。

为了理解电源输出阻抗（内阻）的概念，我们回忆一下电源内阻的定义：断开负载，从负载端看进去，恒压源短路，横流源断路。如图6所示。

图6 电源内阻等效图

从图6（b）可以看出，并联电容后从负载端看过去电源的内阻发生新的变化，即Z’=Z//Z1,其中Z1为电容的容抗。可见新的内阻Z’<Z，故电源端电源随负载的变化量减小，但Z’是个复数，随频率相关，不同的频率下内阻不一样，电源PDN做的就是如何在各个频率段下阻抗尽可能小。理论上，并联无数个电容，电源内阻总可以无限接近于0，从而电源无限接近于横压源或恒流源。

 图6中的电容容抗，不能简单的使用jwC进行计算，因为电容不是理想模型，它包含ESR，ESL，而这些需要实测模型。图7为47uF的钽电容的|Z|曲线。它反映了该电容在不同频率下的阻抗值（不考虑相位信息）。从图中可以看出，该电容阻抗最低的点表现在700K频率时，阻抗是8毫欧。

图7  47uF钽电容的Z曲线

这个曲线图是实测值，包含了该电容的所有信息（除相位外）。

比如：它包含了电容的容量信息，一般容量越大的电容谐振点越低，要达到700k的谐振点，只有这种容值附近的电容才能够达到。0.1uf电容无论如何也达不到这个频点。它包含了ESL信息，假设ESL=0，则曲线是一条有斜率的直线。它也包含了ESR信息，比如谐振点处的8毫欧就是它的ESR值。所以，假如我们使用阻抗特性描述电容时，大家千万不要再使用蓄流的概念理解，比如，PMU上使用10uF电容和使用4.7uf电容从阻抗曲线上看有一些区别，但我们可以接受，此时千万不要再以蓄流为理由说10uF比4.7uF储能多，所以效果好，两种研究方法是从不同角度去分析同一个问题，交织在一起会混乱。建议使用阻抗法分析，可以做到定量分析。

举例说明，比如我们设计防浪涌电路，一般浪涌信号的波形如图8所示。

图8  0.5us-100kHz的浪涌波形

假设我们要消除图8所示的浪涌波形，需要加电容，但加多大的电容，如果从电容充放电角度去分析非常复杂，一两页纸张都不容易讲明白。

但假如从阻抗角度分析，我们只需要一个简单的要求，即加一颗电容，使得图8所示的谐波被短路到GND，浪涌就消除了。怎么实现这个要求呢，必须选择一颗电容，使得该电容对于该浪涌信号的频率下的阻抗最低即可。所以思路清晰了，按照两部走：

1 确定浪涌信号的频率。图8可以看出浪涌信号近似于正弦波，基波频率大概为100khz，只有在起始瞬间会有一些高次谐波，对于这个高次谐波可以估计一下，大概为几Mhz级别。

2 寻找两颗电容，一颗谐振点在100kHz的电容去消除浪涌信号中的基波信号。再找一颗谐振点在几Mhz的电容去消除浪涌信号中的高次谐波。假如对浪涌信号的高次谐波预估不确切，可以多加几颗其他可能的频段的电容。

实际操作中发现，即使470uf的电容，其谐振点也在200k，100khz的谐振点的电容估计更大。而手机根本不可能放置这么大的电容，所以只能看47uF（手机能放置的最大电容）对于100kz的阻抗了。470uF在200khz时阻抗为3毫欧，在100khz时为5毫欧姆。47uf在100khz时阻抗为40毫欧姆。可以接受，如果再并联一颗47uF电容，则100khz时阻抗减半，为20毫欧。个人认为对于浪涌信号，短路电阻为0.1欧姆以内就可以满足要求。根据这个要求，电容还可以变小一些。电容对于静电防护的原理也是一样的，防护之前必须知道静电的频谱。

对于图3那样的电容布局，实际上3颗47uF电容都对于浪涌有防护作用，但这三颗又不是直接的并联关系，下面详细分析这三颗电容对于静电防护的实际模型。

假如浪涌是从电池连接器处进入，则应该分析电池连接器处的阻抗。如图9所示，对于图3的布局电容进行了等效，等效之后可以看出，Zc1，Zc2布局位置较远，对于浪涌的防护不能使用电容测试模型，LX的加入，电容的|Z|曲线会向左边偏移，RX的加入，|Z|曲线会向上平移。移动的大小取决于LX，Rx的量值，这些都使得电容对于浪涌的防护能力变差。具体可以通过PCB仿真实现，通过仿真可以获知连接器入口处100khz的阻抗，从而知道对于浪涌防护的效果。一般来说，100k低频段，Lx的影响可以忽略。

图9 三颗不同位置的47uF电容对于浪涌的防护示意图

从上图可以看出，布局源的电容实际上也对浪涌的防护起到了作用，只是作用没有布局在连接器处得效果好，至于差别多少需要仿真去量化。

引申到我们工作中的例子，PA旁边放置22uF电容的作用是干什么的，2012解释为浪涌防护，而且还要求必须布置在pin脚附近，对于这个我不太理解，浪涌从哪里来？若从连接器处来，则应该优先布置在连接器附近。若从减小电压跌落角度考虑，我们来看看这个模型

从储能角度更好理解，PA需要电流时导致电压跌落，如果电容供给PA一部分电流，会小电压跌落，但是能减小多少呢，没办法量化。而从阻抗的角度分析，电源上出现了一个217Hz的方波，我们需要加电容将这个方波（可以认为是干扰波）短路到GND。方波的频谱包含了217Hz及其几次倍频，幅值最大的部分在基波，我们要首先想办法滤除基波，滤除的办法是找一颗谐振点在217Hz的电容，对于这么低的一个频率，我们可以认为ESL对其没有影响，那么电容容抗可以用理想模型1/jwc来计算，假设理想的阻抗为0.1欧姆，那么通过计算，需要的电容容量为7338uF。即使用标称6800,1000uf之类的电容滤波才能看到明显效果。那么我们22uF电容能有多大能耐呢！只能滤除一些倍频频谱。

从此例子可以看出，从储能角度能够解释的，使用阻抗也能解释，且使用阻抗分析方法可以很容易做到定量分析。

电源去耦涉及到很多问题：总的电容量多大才能满足要求？如何确定这个值？选择那些电容值？放多少个电容？选什么材质的电容？电容如何安装到电路板上？电容放置距离有什么要求？下面分别介绍。

对目标阻抗有两点需要说明：

1、目标阻抗是电源系统的瞬态阻抗，是对快速变化的电流表现出来的一种阻抗特性。

2 、目标阻抗和一定宽度的频段有关。在感兴趣的整个频率范围内，电源阻抗都不能超过这个值。阻抗是电阻、电感和电容共同作用的结果，因此必然与频率有关。感兴趣的整个频率范围有多大？这和负载对瞬态电流的要求有关。顾名思义，瞬态电流是指在极短时间内电源必须提供的电流。如果把这个电流看做信号的话，相当于一个阶跃信号，具有很宽的频谱，这一频谱范围就是我们感兴趣的频率范围。

需要多大的电容量：

有两种方法确定所需的电容量。第一种方法利用电源驱动的负载计算电容量。这种方法没有考虑ESL 及ESR 的影响，因此很不精确，但是对理解电容量的选择有好处。第二种方法就是利用目标阻抗（Target Impedance）来计算总电容量，这是业界通用的方法，得到了广泛验证。你可以先用这种方法来计算，然后做局部微调，能达到很好的效果，如何进行局部微调，是一个更高级的话题。下面分别介绍两种方法。

方法一：利用电源驱动的负载计算电容量

设负载（容性）为 30pF，要在 2ns 内从 0V 驱动到 3.3V，瞬态电流为：

如果共有36 个这样的负载需要驱动，则瞬态电流为：36*49.5mA=1.782A。假设容许电压波动为：3.3*2.5%=82.5 mV，所需电容量为

C=I*dt/dv=1.782A*2ns/0.0825V=43.2nF

说明：所加的电容实际上作为抑制电压波纹的储能元件，该电容必须在2ns 内为负载提供1.782A  的电流，同时电压下降不能超过82.5 mV，因此电容值应根据 82.5  mV 来计算。记住：电容放电给负载提供电流，其本身电压也会下降，但是电压下降的量不能超过82.5mV（容许的电压波纹）。这种计算没什么实际意义，之所以放在这里说一下，是为了让大家对去耦原理认识更深。

方法二：利用目标阻抗计算电容量

为了清楚的说明电容量的计算方法，我们用一个例子。要去耦的电源为1.2V，容许电压波动为2.5%，最大瞬态电流 600mA，

第一步：计算目标阻抗

​​​​​​​

第二步：确定稳压电源频率响应范围。

和具体使用的电源片子有关，通常在 DC 到几百 kHz 之间。这里设为 DC 到 100kHz。在100kHz 以下时，电源芯片能很好的对瞬态电流做出反应，高于 100kHz 时，表现为很高的阻抗，如果没有外加电容，电源波动将超过允许的 2.5%。为了在高于 100kHz 时仍满足电压波动小于 2.5%要求，应该加多大的电容？

第三步：计算 bulk 电容量

当频率处于电容自谐振点以下时，电容的阻抗可近似表示为：

频率 f 越高，阻抗越小，频率越低，阻抗越大。在感兴趣的频率范围内，电容的最大阻抗不能超过目标阻抗，因此使用 100kHz 计算（电容起作用的频率范围的最低频率，对应电容最高阻抗）。

第四步：计算 bulk 电容的最高有效频率

当频率处于电容自谐振点以上时，电容的阻抗可近似表示为：

频率 f 越高，阻抗越大，但阻抗不能超过目标阻抗。假设 ESL 为 5nH，则最高有效频率为：

样一个大的电容能够让我们把电源阻抗在100kHz 到1.6MHz  之间控制在目标阻抗之下。当频率高于1.6MHz 时，还需要额外的电容来控制电源系统阻抗。

第五步：计算频率高于1.6MHz  时所需电容

如果希望电源系统在500MHz  以下时都能满足电压波动要求，就必须控制电容的寄生电感量。必须满足

假设使用 0402 封装陶瓷电容，寄生电感约为 0.4nH，加上安装到电路板上后

过孔的寄生电感（本文后面有计算方法）假设为 0.6nH，则总的寄生电感为 1 nH。为了满足总电感不大于 0.16 nH 的要求，我们需要并联的电容个数为：1/0.016=62.5 个，因此需要 63 个 0402 电容。

为了在 1.6MHz 时阻抗小于目标阻抗，需要电容量为：

因此每个电容的电容量为 1.9894/63=0.0316 uF。

综上所述，对于这个系统，我们选择 1 个 31.831 uF 的大电容和 63 个 0.0316 uF 的小电容即可满足要求。

五、更低功耗的LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D非隔离反激电源

1 概述

Power Integrations的LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D芯片是一款非隔离反激变换开关IC，最大程度的实现了宽工作电压、宽工作环境、超低待机功耗，并采用最少的元件实现高性能下的高度集成。

能够在更低的启动电压85V下稳定工作，环境工作温度高达50℃，额定工作电压下5mW的空载损耗，满负荷效率相对于传统的Buck降压型线路更高，尤其在低压5V输出时效率仍能达到87%，而且能够在53x23mm的PCB上完全实现这样的功能，想一想也会觉得很有些难度。

2 具体如何实现的？咱们一起拆拆看看

2.1 首先拆箱看看

正面主要是被动元件，其中反激变换变压器在哪里都是显眼包，然后是挤在一起的大号电容，其他元件就没有了。

然后是反面，这时就是主角LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D，以及几个功率元件如桥堆和同步整流的N-MOSFET管，通过尺子刻度对比，就知道这个有多紧凑了。

而常见的散热设计，在设计中绝对是一个难题，如散热片等都没有出现，说明功耗控制得很好。

3 对照设计原理图分析寻找答案

3.1 LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D芯片介绍

LNK3771D属于PI LinkSwitch™-XT2SR 系列芯片，实现非隔离反激变换的电源设计。关键特性包括，

- 内置集成LDO，给主控内核供电，这个LDO还可以向外供电；

- 完备的保护，包括过温保护，过压保护等；

- 封装方面，源漏极间具有更宽的爬电间距，而内部集成的是耐压可达725V的MOSFET

3.2 评测用开发板的设计和功能

这次评测的开发板编号是DER-963的设计方案，基于LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D芯片，输出5V/5W的高度集成设计方案。本设计方案的规范参数如下：

输入电压范围：85 VAC 至265 VAC；

输出功率：5V/5W；

带SR驱动，内置3.3 V LDO (uVCC)；

满负荷下效率不小于87%；

在最大电压265V下的空载损耗低于5mW；

工作环境温度高达50℃；

可以自恢复的热过载保护。

电路方案如下：

从左到右，第一部分是交流输入回路。高压工频50Hz/60Hz的交流输入，经整流桥整流后变为高压直流，随后是简单的π型滤波器，用于抑制EMI噪声。这个是一个很常见的标准设计。不过，在很多低成本设计方案中，会把浪涌抑制的压敏电阻RV1省掉，并且滤波回路用”L”型滤波再减少一个电容器。但这样做，对于某些有严苛雷击测试要求的应用，输入整流桥面临过压损坏的风险，因而建议大家考虑降低成本时还是要考虑电源的安全性。

第二部分，是包含反激变压器的反激变换回路，按照反激变换的逻辑，通过变压器一次侧蓄能-释放的循环，在二次侧实现稳定的恒定电压输出。电压控制通过反馈引脚的电压信号，通过控制PWM信号的占空比，实现稳定的恒压输出。而PI的这款IC采用的是其独有的“开/关”控制方式，控制器功耗更低，进而可以实现极高的待机效率和极低的空载功耗特性。我们评测的板子上使用的是LNK3771D型号的IC，它是一种适合非隔离电源应用的反激变换IC。只有漏极是高压引脚，处于IC封装的角落部分。其他均为控制用的低压引脚。由于是适用于非隔离电源的应用，因而在内部并没有其他隔离措施。

第三部分是低压输出侧，以SR驱动FET的Q1为核心的，接有降低纹波的输出滤波电容及进一步降低高频尖峰电压的二级LC(L2-C8)滤波回路。R4和C6组成缓冲回路，用于衰减Q1关断后两端呈现的振荡电压。

因为LinkSwitch™-XT2SR的综合优化能力，使得PCB可以实现如下尺寸精简的设计。具体PCB设计如下图：

同样，这个标准设计还提供了简单的变压器设计结构。毕竟，变压器是整个方案当中最需要定制设计和优化的非标器件。在这个DER-963设计方案里面，包括绕组匝数的选择以及具体的变压器设计参数如下，一次侧初级绕组感量为3005uH，初次级绕组间的变比为169T/12T，一次侧采用#35AWG的漆包线绕制，二次侧采用双股的#27AWG漆包线并绕。

从整体布置来看，以变压器为界分别布置高压侧元件和低压侧元件，能够保持足够的安全间距，在同一电压等级的区域，元件尽可能紧凑布局。但这样导致连接测试端子的空间狭窄，普通鳄鱼夹都不能伸进去，实测时需要引出。

下图是负载电流调整到0.175A时的显示，其中4.9882V显示的是不包括引出线的电压，引线电阻带来的压降是0.012V，引线综合电阻0.69Ω，所以，引线电阻不能忽略。

4 实际测试结果

4.1 具体使用的测试环境如下

使用的高压变换设备是0~300V自耦变压器调压器， 配合一个胜利470型电能计量表计，可以直接读出电流，电压，功率因数等数据。

负载采用可调直流电子负载，以及具有电压电流和纹波直接测试能力的USB综合测试仪。接下来的测试就是在这个环境下完成的。

4.2标准工况的测量

根据LinkSwitch™-XT2SR芯片的参数，这个开发板的标准工况包括，

最低工作电压：85V AC(50Hz工频交流)；

最高工作电压：265V AC(50Hz工频交流；

额定输出功率：5V/5W；

平均效率：87%。

在标准市电220V交流电供电下，空载测量输出端子的输出电压为5.01V。

调整调压器，电压变换从60V~270V，输出电压均为5.01V。根据手册说明，这时的空载损耗是小于5mW，连接胜利470电能计量表，最小输出精度是0.1W，交流电流测量精度0.1mA，这时的读数都为0mA和0W，受测量设备条件的限制，无法测量出这么小的功率数值。

经计算，空载损耗5mW对应的额定电流低至25uA，通用万用表交流电流最低档量程2mA，也不能准确测量这个数值。这个空载功耗相当低，能最大程度降低电源的待机损耗。

4.3 输入电压范围测试

本测试分别在轻载(输出电流0.1A)和额定电流输出(输出电流1A)两种情况下，分别测试随着调压器的调整，高压侧输入电压变化，低压侧电压的输出值。

测试结果如下表：

接下来额定电流1A输出时的电压范围内测试结果如下：

综合看起来，负载较低时，开发板最低启动电压约为54V，满载1A时，最低启动电压约为60V，但受限于输入电压的规格，无法输出额定功率也是正常的。所以技术参数中最低工作电压85V是有保证的。

在满载时，低压侧输出电压值略低于5.00V，随着高压侧交流输入电压降低，输出电压降低的数值比较明显，但仍然可以保持在1%的波动范围内。

4.4 负荷变化范围测试

采用恒流电子负载，在额定输出电流范围内，调整负载的电流，测量输出电压的变化。

这次测量稍微调整一下连接方式，首先直流输出端用短粗的导线直接连接电子负载，输出电压采用万用表电压档测量。同时，因为调压器的空载损耗6.18W/63mA，容易影响测量精度，所以把胜利470型电能计量表连接到调压器的输出侧，实测其稳定工作的最低电压是135V，所以本部分测试的是在高压输入电压135V和230V两档电压下，电源输出电压随负载变化的趋势。连接如下：

​​​​​​​首先保持高压侧输入电压135V(AC 50Hz)不变，调整负载电流，测量如下：

然后调整高压侧输入电压230V(AC 50Hz)不变，调整负载电流，测量结果如下：

通过上述测量，可以看出随着负载的增大，输出直流电压略有降低，电压稳定性很好。

5 小结

根据这次测试能够看出，LinkSwitch™-XT2SR LNK3771D确实能够在额定规范的范围内稳定输出，并保持电压恒定，待机功耗低，转换效率高，散热管理好，非常适合在工作环境比较恶劣的情况下，包括工业产品，提供一个高效的集成电源解决方案。